AN4137翻译 - 副本

应用注AN4137

反激变换器用于离线设计指南

使用飞兆半导体开关电源(FPS)

文摘

介绍了一种离线的实际设计指南反激变换器采用FPS(飞兆半导体功率转换器开

关)。开关电源(电子)设计一支耗时的工作需要很多权衡和迭代,以大量的设计变量。逐步设

计过程进行了阐述电子帮助工程师使设计很容易。为了使设计过程更加有效,一个软件设计

工具,平衡设计助理,包括所有方程

图1 使用基本离线反激变换器FPS

1. 介绍

图1显示了离线反激变换器的基本原理,转炉采用FPS,这也作为参考电路设计过程进行

了阐述。因为MOSFET PWM控制器结合各种附加电路整合为一个单一的包装设计是容易

得多,比电子离散MOSFET PWM控制器的解决方案。本文提供一个步骤设计过程对FPS基

于离线反激变换器,萤火虫。

2. 步骤设计程序

在这个章节,提出了一种用设计程序。图1作为一种原理的参考。一般来说,大多数FPS

射击设备具有相同的销配置从1到销4针,如图1所示。图2说明了设计流程图表。详细设

计程序如下:

(1) 第一步:定义系统规格

-电压范围Vlinemin and Vlinemax).

-市电频率(fL)

. -最大输出功率(Po).

-估计效率(Eff)：必须估计电力转换效率最大输入功率的计算。如果没有参考数据

是可得到的,设置Eff = 0.7~0.75在此范围应用低电压输出和设置Eff = 0.8~0.85作为高电压输

出的应用。

在估计效率情况下，最大限度的输入功率给出了

（1）

电子多输出、负荷的因素。占领每个输出的定义

（2）

在Po(n)是最大输出功率的形式输出。电子单输出,KL(1)=1.

（2）第二步：确定直流环节电容器(CDC)和直流环节电压范围。

这是典型的选择2-3uF直流环节电容器作为每瓦特普遍的输入功率输入范围(85 - 265

Vrms)1每瓦特输入功率超滤对欧洲输入范围(195 V -265 Vrms)。选择与直流环节电容器,最低

获得连接电压

Dch是直流环节电容器充电的占空比。定义如图3,通常为0.2左右和Pin、Vline和fL,高度

层在第一步中。

最大的直流环节电压公式如下

在第一步中指出来了。

图2。流程图的设计过程

图3。直流环节电压波形

(3)第三步：确定的最大的责任比(距离)

一个反激变换器具有两种操作模式;连续导电模式(CCM)和不连续传导模式(DCM)。连

铸结晶器和DCM有他们自己的优点和缺点,分别。一般来说,DCM条件提供了更好的开关整

流器二极管,因为工作在零电流二极管而已在成为可以偏正。变压器大小减少使用DCM因为

普通的储能。

图4 电流波形DCM反激变换器

在连铸结晶器的情况下变换器、设计过程自从input-to-output向前电压增益只取决于责

任周期。与此同时,input-to-output电压增益的反激变换器不取决于DCM只有在责任周期还

取决于负载情况下使电路设计有点复杂。然而,人们普遍认为,DCM反激变换器下运作而设计,

在边界和CCM DCM输入电压及极限载荷最小

图5 输出电压的主要体现

当MOSFET在FPS是关闭的,输入电压(VDC),连同着输出电压反射回来的初级飞羽

(VRO)对MOSFET如图所示5。摘要在确定距离,VRO,最大的名义MOSFET电压(Vds公司)

得到来

在和叙述方程(3)(4)分别。从中我们可以看到方程(五)、(六)电压应力

MOSFET会降低,减少距离。然而,这增加了电压应力整流器在二次侧二极管。因此,它是可取

的设置距离尽可能大如果有足够的保证金场效应晶体管电压等级。最大的占空比(Dmax) Vds

公司应该是确定的,来了65 ~ 70%的额定电压考虑场效应晶体管电压峰值所引起的漏电感。

在案件的650 V额定MOSFET,是典型的设定距离是0.45 ~ 0.5为通用输入范围的申请。因为

当前的模式变换器控制操作原因与谐波振荡CCM的占空比大于0.5,设定距离小于0.5,全球

基金中国国家协调委员会。

(4)第四步：确定变压器一次侧电感(Lm)

运行变化之间的关爱DCM的负荷条件与输入电压是不同的。对于操作方式,最糟糕的

情况下设计电感的变压器一次侧(Lm)是全负荷和最小输入电压条件。因此,在这种情况下,激

光束得到

在v直流按照方程最小(3),距离被指定在第三步,脚被指定在第一步、fs的开关频率平衡的设

备和KRF波纹因素是满了负荷和最小输入电压条件下,定义为如图6。对DCM操作,KRF = 1

连铸结晶器操作KRF < 1。波纹的因素是密切相关的与变压器的大小和RMS值的MOSFET

电流。没有传导损失MOSFET通过减少可以减少。

一旦Lm确定后,最大的峰值电流和RMS场效应晶体管的电流在正常的工作条件下得

到的结果

在以及Lm方程(1)、(3),(7),分别按照step-3距离和fs是FPS开关频率。

全球基金中国国家协调委员会设计的反激变换器的最低输入电压及满载状态可以进入

DCM一样输入电压的增加。最大输入电压保证连铸结晶器在满载状态获得

在以及Lm方程(1)、(5)和吗(7),分别是平衡和fs切换频率。如果结果方程(12)

具有负面价值、转换器总是在CCM满载状态下输入电压变化。

图6 MOSFET汲极电流和波纹因子(KRF)

(5)第五步：:选择合适的FPS考虑输入功率与最高漏极电流

造成最大峰值的漏极电流MOSFET(Ids峰)从方程(8),选择适当的平衡pulse-by-pulse所限

流水平(Iover)高比入侵检测系统(Ids)高峰。自从有±12%的FPS Iover宽容,在那里一些保证

金应选择适当的FPS吗装置。平衡与适当的额定功率阵容也是如此包括在软件设计的工具。

(6)第六步：确定适当的核心和最低初级圈

事实上,最初选择一定的核心是粗略的，因为有太多的变数。一个方法来选择适当的核

心是指制造的核心的选择指南。如果没有适当的参考,表1作为一种使用起点。表1的核心

是典型的建议通用输入范围,开关频率和67千赫兹输出的应用。当输入电压范围在195 - 265

伏交流电或开关频率较高67千赫作为一个更小的核心。

在选择的核心的情况下，最低的圈数的变压器一侧,避免了核心饱和通过

在等式中指定的激光束(7),Iover是pulseby FPS -脉冲电流限制水平、声发射是横截

面积核心如图7和Bsat是饱和流量在特士拉密度。图8显示的典型特征铁芯从开(PC40)。

由于饱和流量密度(Bsat)降低的温度都高,高应考虑温度特性。如果没有参考数据,使用

Bsat = 0.3 ~ 0.35 t自MOSFET排水网络参考咨询服务发展的

图7 .窗户面积和交错的区域

磁化曲线(典型的)

材料:PC40

磁密B(mT)

磁场H(A / m)

图8 .典型的B-H磁芯的特点

(开/ PC40)

表1.快速选型表核心(通用输入

范围,f = 67千赫和单输出)

(7)第七步：确定每个的圈数输出

图9所示的简化图的变压器。首先,确定匝数比(n)主要矛盾的一面二次侧和反馈控制作

为一个参考。

哪里是Np和Ns1的圈数为一次侧和参考输出,分别是输出电压张力和VF1是二极管

(DR1前锋的参考电压降输出。

然后,确定适当的整数为Ns1所以所产生的Np大于名词短语分钟获得方程(13)。

其他的圈数输出(形式输出)确定为

转为Vcc的数量确定绕组

Vcc *是在额定电压的供给平衡装置,提出了微生物的电压降是达图9定义。自从Vcc

随著输出负载增加,我们应该设置为Vcc * Vcc电压(指开始在数据表上)来避免过电压保护的

条件在正常操作。

图9 .变压器的简化图

以确定的一次侧转的差距长度获得的核心

铝是AL-value地方没有缺口尼克-海德菲尔德/ turns2自动曝光，横截面积的核心如图

7,激光束指定在方程(7)、是的圈数变压器一次侧

(8)第八步：确定的电线直径为每一个基于均方根电流蜿蜒的每个输出。

电流的均方根值类型的二次绕组获得

在入侵检测系统(Ids)VRO和均方根叙述方程(5)和3,3 -二(9),签证官(n)的输出电压输出

的类型、VF(n)是二极管(DR(n))正向电压下降,按照一步——距离三、吉隆坡(n)是占领因素

负荷的形式输出定义在方程(2)。

电流密度是典型的5 A /平方毫米当导线长(> 1米)。当导线是短暂的和一小部分扭,一电

流密度10 a /平方毫米也是可以接受的。避免使用钢丝直径大于1毫米到避免严重的涡流损

耗以及蜿蜒的容易。为高电流输出,最好使用平行绕组多股薄金属皮肤效果减少。

检查绕组的窗口区域核心,亚历山大-伍尔兹(参阅图7)足以容纳了几根电线。所需的蜿蜒

的窗口区域(Awr)接受

在实际的导体交流区和滴定是填充因子。通常在0.2 ~ 0.25之间填充因子为单输出的应

用和0.15 ~ 0.2为多个输出的应用。

如果所要求的窗口(Awr)大于实际的窗口区(Aw),回到step-6并改变核心到一个更大的一

个。有时是不可能改变的核心由于成本或大小限制。如果转换器是设计全球基金中国国家协

调委员会。

(9)第九步：选择整流二极管在次要的基于侧电压和电流额定值。

最大的反向电压和电流的均方根值的整流器二极管(DR(n))的输出形式得到的结果

叙述方程(2)、(4)、(5)、(9),分别按照第三步的距离最大

值,的输出电压输出的类型和是二极管正向电压。典型的电压和电流边际

为整流二极管如下

最大反向电压,是平均前锋电流二极管。

一个快速选择供应商的指南半导体整流器二极管是所给的表2。在这个表中trr是最大

的反向恢复时间。

表2.快速选型表飞兆半导体二极管

(10)第十步：确定的输出电容考虑电压和电流波纹。

对各种类型的纹波电流的输出电容(Co(n))获得

是各种类型的输出负载电流有效值和身份证(n)按照方程(21)。的纹波电流应小于

纹波电流规格的电容器。在对各种类型的脉动电压输出,给出了

Co(n)是电容、是有效串联电阻(ESR)的输出电容的形式,和分

和别叙述高峰方程式(2)、(5)、(8)在第三步,的负荷电流和输出电压的输出形式,分

别和VF(n)是二极管(DR(n))正向电压。

有时它是不可能满足波纹的规格有一个单一的输出电容由于具有较高的ESR电解电

容器。然后,额外的LC滤波器阶段(职位过滤)都可以使用。当使用邮政过滤器,小心不要把拐

角频率太低了。拐角频率太低了可能使系统不稳定的控制或限制带宽。这是典型的设定的拐

角频率在岗位滤波器,1/10 ~ 1/5的开关频率。

(11)第十一步:设计帮助缓冲。

当功率MOSFET关闭时,有一个高电压由于刺流失变压器漏电感。这种过度的电压会导

致场效应晶体管雪崩崩溃,最终失败的FPS。因此,很有必要去运用额外的网络夹电压。

帮助缓冲电路和MOSFET的排水电压波形如图10号机和11号机,分别。帮助的在目前

的网络吸收缓冲器的泄漏的电感通过打开缓冲二极管(Dsn)一旦MOSFET流失的电压节点电

压超过X作为描述图10。在分析缓冲网络,它是假定缓冲器,电容器是足够大的。

第一步,在设计缓冲电路是确定的电容式电压的缓冲器的最低输入电压和满载状态

(Vsn)。一旦Vsn是确定的在缓冲器功率耗散系统的最低限度输入电压及满载状态获得。

是按照方程(8),fs是FPS开关频率,Llk是漏电感、电容式电压Vsn是缓冲器的

最低输入电压和满载状态,VRO是反射的输出电压和以后将继续增添是缓冲器的电阻。Vsn

应大于VRO,是典型的设置Vsn为2 ~ 2.5倍的VRO。太小的一个Vsn导致严重损失网络缓

冲器显示在方程(26)。泄漏电感以开关频率的初级绕组与所有其他绕组短路。

然后,用适当的额定功率电阻缓冲器应该这样做被选择以电能的损失。最大的波纹电容

式电压的缓冲器的获得

哪里是平衡预算案开关频率。一般来说,5 ~ 10%波纹是合理的。

电容式电压的缓冲器方程(Vsn)(26)最低输入电压和满载状态。当转换器是下运作而设

计,在连铸结晶器,其主峰漏极电流连同缓冲器的电容式电压降低输入电压的增加。缓冲器的

电容式电压在最大输入电压和满载状态获得

fs是在FPS开关频率,Llk是主要的吗侧漏电感、VRO是反射的输出电压,以后将继续

增添是电阻和Ids2缓冲器的巅峰漏极电流最大输入电压和满载状态。当转炉运行在连铸结

晶器的最大输入电压和满载状态(参阅方程(12)),Ids2方程(28)获得

当变频器运行在DCM的最大输入电压和满载状态(参阅方程(12)Ids2公式(28)获得

在方程(1)、(4)、(5)、(7)中叙述,分别是平衡和fs切换频率。

由方程(28)可知,最大压应力在内部MOSFET,给出了

是按照方程(4)。

如果检查为额定电压的90%MOSFET(BVdss)如图11。额定电压的二极管的缓

冲器应该高于BVdss。通常,一个超快速二极管电流等级1用于缓冲器的网络。

在缓冲器的设计在这节中,既不损耗的排放电感和寄生电容的考虑。在实际转换器,这场

失利网络越少。缓冲器由于比设计值这个效果。

图10. 电路网络图的缓冲器

图11. 场效应晶体管电压和缓冲电容器流失

电压

(12)第十二步：:设计反馈回路。

由于大多数电流模式控制装置采用平衡如图12、反馈回路可以简单地实施用的单极和

one-zero补偿电路。在反馈电路分析,它假定了电流传递率(CTR)的opto耦合器的100%。

电流控制因素的FPS,K被定义为

在Ipk是巅峰的失利和对漏极电流反馈电压,分别用给定操作条件,Iover限流的FPS和

VFBsat是反馈饱和度电压,这是典型的2.5 V。

为了表达了小信号交流转移函数,

小信号变化的反馈电压控制输出电压介绍了和。

图12 .控制框图

在CCM的操作下,control-to-output传递函数使用目前的模式控制变换器进行了分析通过公

式

在直流输入电压伏直流电是,RL是有效的,负载端电阻控制总共输出,定义为Vol/ Po,Np

和Nsl在第七步中叙述,VRO按照方程(5),张力是一个参考的输出电压,博被指定step-1按照

方程(32)。那根杆子和零点公式(33)被定义为

按照方程(7),D是责任周期的FPS,Co1是一个参考输出电容和ESR Co1 RC1的。

当转换器有多个输出,低频率control-to-output传递函数是成正比的平行的综合负载电

阻、调整匝比的平方。因此,有效载荷电阻是用于方程(33)代替实际负荷电阻的Vol。

注意有一个正确的半平面(右)0(wrz)control-to-output传递函数的方程(33)。因为右减少

的零相90度,交叉下面的频率要放在右零。

图13显示了CCM的反激变换器的变化control-to-output传递函数不同的输入电压。这

个图显示系统的极点和零点在一起直流增益变化和不同的输入电压。这获得最高的在高输入

电压条件和右零最低低输入电压条件。

如图14显示了CCM的反激变换器的变化control-to-output传递函数不同的负载。这图

的低频增益并不会改变不同的荷载及右零最低在满负荷条件。

对DCM操作,control-to-output传递函数使用目前的模式控制变换器进行了分析通过公

式

Vol是一个参考输出电压、VFB是反馈电压对于一个给定的条件下,总阻力RL是有效的

控制输出,控制输出电容Co1是关于ESR Co1 Rc1的。

图15显示control-to-output转移的变化反激变换器的功能在DCM不同负载。相反在

CCM变换器,没有右零和直流增益不改变输入电压是不同的。可以看出,整体获得除直流获得

最高的在满载状态。

反馈补偿网络传输函数由12步获得

和是内部反馈电阻FPS,

和是典型的，在12步中指出了。

图13 .连铸结晶器输出反激变换器控制转移

不同的输入电压功能变差

图14. 连铸结晶器输出反激变换器控制转移

对不同载荷作用的变化

图15 .DCM反激变换器输出控制转移

对不同载荷作用的变化

当输入电压和负载电流在一个大变化范围, 在最坏的情况下它不容易确定反馈回路设

计。得到的“0”和“1”一起依据不同的运行情况。而且,即使虽然转换器是设计操作或在

连铸结晶器边界和CCM DCM的最低输入电压和满载状态,进入DCM转换器改变系统传递

函数作为负载电流减少和增加输入电压。

一个简单的和实际的方式来这个问题是设计反馈回路低输入电压和满载状态有足够的

相位和获取利润。当转换器运行在连铸结晶器,0是最低右低输入电压和满载状态。得到的只

有大约增加6分贝,操作条件的改变,从最低级的输入电压输入电压条件下最高通用输入条

件。当操作模式的变化从对连铸结晶器DCM,右零消失。因此,藉由设计反馈回路与超过45

度相保证金低输入电压及全负荷条件下,所有的操作范围稳定是可以得到保证的。

程序反馈回路设计如下

(一)确定交叉频率(fc)。CCM模式反激变换器,设定俱乐部1/3的半平面以下权利(右)为

零减少右的效果为零。俱乐部对DCM模式被放置在一个更高的频率,由于没有右零。

(二)当一个额外的LC滤波器为界线者,以该交叉频率要下放置拐角频率的三分之一LC

滤波器的,因为它介绍了-180度阶段下降。从不把交叉频率超越拐角频率的LC滤波器。如

果交叉频率太靠近拐角频率,该控制器设计应该有一个阶段大于90度边缘的影响当忽视职位

的过滤器。

(三)确定直流增益补偿器(wi / wzc)以取消control-to-output在fc获得。

(四)地方补偿器零(fzc)在fc/3范围内。

(五)地方(fpc)补偿器杆在fc/3以上距离。

图16 .补偿器设计

当电路元件确定反馈一些限制如下。

(一) 电压分压器,R2的网络R1应该的设计提供了一定的借鉴2.5 V的KA431针。R1和R2

的关系给出了

Vol是一个参考输出电压。

(二) 电容器连接到反馈销钉(CB)相关延迟时间关闭在过载的条件下

是关闭其反馈电压和Idelay是关机短延时脱扣电流。这些数值是在数据纸上。一般说

来,一个10 ~ 50毫秒延迟时间的典型特征应用。因为CB也决定了高频率杆(木塑复合材料)

补偿器的传递函数,如图方程(36),太大的CB能有效地限制了控制带宽放置在太低了木塑复

合材料的频率。CB典型值0-50nF。

电阻Rbias和RD配合使用H11A817A和分流的optocoupler调节阀KA431应设计成提供

适当的操作电流的KA431,确保如火如荼的反馈电压设备选择FPS。一般来说,最低阴极电压

和电流的KA431是2.5 V和1毫安,。因此,Rbias及研发设计应设计成满足下列条件。

Vol是一个参考输出电压，Vop是opto-diode正向电压下降,通常为1 V和是FPS的反

馈电流，这是典型的1mA。例如，在Vol=5V的情况下、。

总结

(一) Vcc电容器(Ca):典型的价值是10-50uF,这是足以让大多数应用程序。一个较小的

电容这可能会导致一个比下的电压闭锁FPS在启动。同时,太大的电容可能会增

(二) Vcc电阻器(Ra):典型5-20ΩRa值。在案件的多个输出反激变换器,电压轻负载输

加启动时间。

出的变化如Vcc随着荷载的电流由于其他的输出变化的不完美的耦合变压器。Ra

的敏感性降低Vcc给另一个规定的产出和改善连接Vcc。

符号-总结

Aw：蜿蜒的窗口区域的数目的核心

Ae：断面的数目的核心

Bsat : 在饱和磁密特士拉.

Co(n) : 输出电容的形式输出

Dmax : 最大责任周期比

Eff : 估计效率

fL : 市电频率

fs : 开关频率的FPS

:

最大的峰值电流的MOSFET

:

均方根电流场效应晶体管的

I:。

ds2

漏极电流最大峰值的最大输入电压的条件

I: 。

over

FPS限流水平

:

二次绕组电流有效值的形式输出

:

最大的均方根电流的整流二极管的形式输出

:

纹波电流有效值输出电容的形式输出

Io(n) : 输出负载电流的形式输出

KL(n) : 占领因子负荷的形式输出

KRF : 脉动电流的因素

Lm : 变压器一次侧电感

Llk : 变压器一次侧漏电感

Losssn : 最大的缓冲器的功率损耗网络的正常运行

Npmin : 最少量的转为变压器一次侧避免饱和度

Np : 对一次侧的圈数

Ns1 : 圈数参考的输出

Ns(n) : 对各种类型的圈数输出

Po : 最大输出功率

Pin : 最大输入功率

Rc(n) : 有效的串联电阻(ESR)的输出电容的形式

Rsn : 缓冲器的电阻

RL : 有效的总输出负载电阻控制输出

Vlinemin : 最低电压

Vlinemax : 最大电压

VDCmin : 直流环节电压最低

VDCmax : 最大直流电压

Vdsnom : 最大名义MOSFET电压

Vo1 : 输出电压的参考输出

VF1 : 二极管正向电压降的参考输出

Vcc* : 名义电压为Vcc

VFa : 二极管的电压降Vcc向前游动

VD(n) : 最大电压整流二极管是否形式输出

Vo(n) : 输出电压纹波的形式输出

VRO : 输出电压的主要体现

Vsn : 缓冲器的电容式电压低于最低输入电压和满载状态

Vsn2 : 电容式电压下缓冲器最大输入电压和满载状态

Vsn : 电容式电压最大缓冲器波纹

Vdsmax : 最大压应力的MOSFET

附录:设计实例设计使用FPS助理

1． 定义系统规格

最低电压(Vlinemin) 85 s

最高电压(Vlinemax) 265

市电频率(fL)、